.RU

Проектирование малошумящих усилителей звуковой частоты


Н. Сухов



ПРОЕКТИРОВАНИЕ МАЛОШУМЯЩИХ УСИЛИТЕЛЕЙ ЗВУКОВОЙ ЧАСТОТЫ


Усилители воспроизведения (УВ) магнитофонов и усилите­ли-корректоры (УК) электропроигрывающих устройств — наибо­лее чувствительные звенья канала звукоусиления. Именно этими звеньями определяется нижняя граница динамического диапа­зона электрического тракта. В высококачественных звуковоспро­изводящих комплексах к УВ и УК предъявляются очень жесткие требования — уровень их собственных шумов должен быть мень­ше соответственно уровня шумов магнитной ленты и головки воспроизведения или уровня шумов немой канавки грампластин­ки и головки звукоснимателя.

Несмотря на важность вопросов проектирования УВ и УК, до настоящего времени отсутствуют простые инженерные мето­дики расчета напряжения шумов, приведенного к их входу (Uш.Bx), что не позволяет рассчитать хотя бы порядок этой вели­чины. В результате проектирование чувствительных УЗЧ на прак­тике сводится подчас к выполнению общих, зачастую противо­речивых и необоснованных рекомендаций, экспериментальным из­мерениям и оптимизации шумовых свойств конкретной схемы, без анализа и выявления причин повышенного уровня шума и спо­соба его снижения. Предлагаемая методика проектирования малошумящих УЗЧ обладает невысокой трудоемкостью и в то же время позволяет рассчитать Uш.вх с достаточной для практи­ческих целей точностью.



^ Рис. 1. Эквивалентная схема идеального (нешумящего) уси­лителя


В качестве модели реального УЗЧ примем идеальный (нешу-мящий) усилитель А1 (рис. 1), коэффициент усиления и входное сопротивление которого соответствуют реальному, а шумовые ха­рактеристики определяются взаимонезависимыми генераторами шумовой ЭДС еш и шумового тока im. Источник сигнала пред­ставлен генератором ЭДС ес и полным внутренним сопротивле­нием ZH. Такая модель является более сложной, чем модель шу­мящего усилителя, характеризуемая одним параметром — коэф­фициентом шума. Однако она позволяет определять иш.вх для источников сигнала с любым (не только активным) внутренним сопротивлением и исследовать зависимость изменения 11Ш.ВХ от режима работы транзисторов входного каскада (определяющих еш и iш) без использования понятия «коэффициента шума», спра­ведливого лишь для вполне определенного и чисто резистивного ZH. В предлагаемой модели устранены и другие недостатки рас­чета коэффициента шума (минимизация коэффициентов шума не гарантирует минимизации уровня собственных шумов усилителя, а при реактивном внутреннем сопротивлении источника ZH понятие коэффициента шума вообще неопределено 11, 2J).

Несмотря на то, что в реальном УЗЧ шумовое напряжение, обусловленное всеми источниками шумов, наблюдается только на его выходе, в модели использованы источники шумов, включен­ные на входе («приведенные» ко входу). Это позволяет харак­теризовать шумовые свойства и рассчитывать отношение сигнал/шум (независимо от коэффициента усиления усилителя) простым делением напряжения сигнала на входе УЗЧ на сум­марное напряжение шумов, приведенных ко входу.

Напряжение сигнала на входе усилителя в общем случае равно Uс вх = есZвх/(Zи + ZBX), где ZEX — полное входное сопротивление усилителя. Для УВ и УК величина ZBX обычно в несколько раз превышает ZИ = Rr + jwLг на высшей частоте рабочего диапазона (это условие обеспечивает отсутствие дополнительных высокочастот­ных потерь во входной цепи), поэтому на опорной частоте f = — 1 кГц ZBX>ZK и Uс.вх=eс. Для УВ ес равно ЭДС, развиваемой конкретной головкой воспроизведения на опорной частоте при но­минальном уровне записи (типовое ее значение равно 1 мВ на частоте 1 кГц), а для УК ес равно стандартизованному для шумо­вых измерений уровню 5 мВ.

Общее напряжение шумов, приведенное ко входу, слагается из ЭДС генератора шума еш, падения шумового напряжения на внутреннем сопротивлении источника, обусловленного протека­нием по нему шумового тока iш и ЭДС тепловых шумов актив­ной части внутреннего сопротивления источника Rr. Последнюю составляющую, как и шумы, обусловленные магнитной лентой или канавкой грампластинки, при расчете шумов собственно усилителя не учитывают, так как их прохождение не связано с уси­лителем.

Физическими причинами собственных шумов биполярных транзисторов являются тепловые шумы сопротивления базы и дробовые шумы токов коллектора и базы. ЭДС тепловых шумов любого сопротивления R определяется формулой Найквиста:.



где k = 1,38 10-23 Дж/°К — постоянная Больцмана; Т — абсолют­ная температура, °К; fв> fн — соответственно верхняя и нижняя гра­ничные частоты интересующей частотной полосы (рабочего диапазона), Шумовой ток, обусловленный дробовым эффектом (дискретным прохождением электронов через р-n переход), определяется форму­лой Шоттки:



где q = 1,6- 10-19 Кл — заряд электрона; Iк — постоянный ток через переход.

С учетом этого эквивалентная ЭДС шума биполярного тран­зистора определяется как



Второе слагаемое в круглых скобках характеризует ток дробовых шумов коллектора, пересчитанный в цепь базы делением на пе­редаточную крутизну транзистора S — kT/qJK. Разность fB — fH в формуле Найквиста ввиду очевидного для звукового диапазона частот неравенства fB>fn заменена на fB. Эквивалентный шу­мовой ток биполярного транзистора равен



где сомножитель в круглых скобках характеризует так называе­мые фликкер-шумы, спектральная плотность мощности которых обратно пропорциональна частоте. Частота f$ носит название частоты среза фликкер-шумов и определяется как частота, на ко­торой спектральная плотность шумов (в данном случае шумового тока базы) возрастает на 3 дБ по отношению к спектральной плотности на умеренно высоких частотах, на которых фликкер-шумы несущественны.

Из сравнения выражений для еш бт и im Бт с учетом того, что Iб = Iк/h21э, видно, что с увеличением постоянного тока кол­лектора Iк шумовая ЭДС уменьшается, а шумовой ток увеличи­вается пропорционально Iк-2. Это значит, что для биполярного транзистора при заданном полном внутреннем сопротивлении источника сигнала существует вполне определенное (оптималь­ное) значение тока коллектора Iк.Опт, при котором общее приве­денное ко входу (базе) напряжение шумов минимально.

Если источник сигнала представляет собой магнитную го­ловку с сопротивлением потерь Rr и индуктивностью Lr, общее напряжение шумов, приведенное ко входу с учетом частотно-за­висимой спектральной плотности шумового тока базы, может быть определено по формуле [2]:



Минимальный уровень собственных шумов достигается при токе коллектора



Собственные шумы полевого транзистора с р-n переходом оп­ределяются тепловыми шумами канала, которые эквивалентны шумовой ЭДС, включенной последовательно в цепь, затвора:



где S — крутизна транзистора в рабочей точке. В связи с малостью токов утечки затвора дробовые шумы затвора практически не увели­чивают общего уровня шумов (на эквивалентной схеме рис. 1 по­ложить гш = 0), поэтому приведенные ко входу (затвору) шумы полевого транзистора не зависят от внутреннего сопротивления источника сигнала и обратно пропорциональны корню квадратному из крутизны в рабочей точке. Для наиболее распространенных по­левых транзисторов, изготовленных методом двойной диффузии,



где Iс.наЧ — начальный ток стока при на­пряжении затвор — исток U3il = 0, U0TC~напряжение отсечки. Ины­ми словами, наименее шумящими являются транзисторы с макси­мальным отношением начального тока стока к напряжению отсечки в режиме с минимально возможным напряжением затвор — исток.

Расчет эквивалентных шумовых параметров транзисторов це­лесообразно выполнять на программируемых микрокалькулято­рах по программам 1 и 2, реализующим алгоритм формул (1), (2), (3). Программы составлены на входном языке калькулято­ра «Электроника МК-54», но могут быть использованы и для калькуляторов «Электроника БЗ-34», если операторы обращения к регистрам памяти х->П и П-> х заменить соответственно на П и ИП.

По адресам 00 — 47 (программа 1) занесена подпрограмма вычисления оптимального тока коллектора, а по адресам

48 — 71 — подпрограмма вычисления напряжения шумов. Перед началом вычислений в регистры Р1 — Р4 необходимо занести константы: 2q = 3,2*10-19 в P1; kT/q = 2,53 10-2 в Р2; 4kТ=162Х X 10-20 в РЗ; 2(kT)2/q = 2,04*10-22 в Р4.

Исходные данные заносят в следующие регистры: fв в РА, fф в РВ, Нцэ в PC (поскольку h21э зависит от Iк, следует подстав­лять значения, соответствующие работе транзистора в близком к оптимальному, т. е. микротоковом режиме), rб в РД, Lr в PY, Рг в РХ. Параметр fH = 60 Гц формируется непосредственно в программе по адресам 25, 26.

После занесения исходных данных автоматический счет с ну­левого адреса команд обеспечивает расчет (время счета около 15 с) оптимального тока коллектора Iк.опт, значение которого получается в регистре РХ и отображается на индикаторе. По­вторный пуск без обнуления счета адреса обеспечивает выпол­нение второй подпрограммы (время счета 10 с), при этом в ре­гистр РХ заносится значение Uш.Бт (Iк.опт). После этого можно ввести в регистр РХ произвольное значение тока коллектора IK и пуском без обнуления счетчика адреса вычислить приведенное ко входу напряжение шумов для этого произвольного Iк, т. е.

UшБт(Iк).


Программа 1. Расчет оптимального тока коллектора и приведенного ко входу напряжения собственных шумов биполярното транзистора




Программа 2. Расчет приведенного ко входу напряжения собственных шумов полевого транзистора



Контрольный расчет по программе 1 для fв = 2*104 Гц, fф = =104 Гц, h21Э=200, rб = 500 Ом, Lr=0,l Гн, Rг=400 Ом дает ре­зультаты Iкопт = 3,7153485*10-5 А, Uш.бт(Iк.опт) =6,1812264*10-7 В, Um. бт(200- 10-6 А) =8,8087601 10-7В.

При расчетах по программе 2 исходные данные заносят в ре­гистры- Р7 Р8, Р6, РХ. Время счета около 8 с. Контрольный расчет для fB = 2-104 Гц, fH = 60 Гц, fф = 5*103 Гц, S=1*10-3 А/В дает результат еш.Пт = 7,6171567-10~7 В.

Расчет по приведенным программам и формулам (1) — (3) справедлив не только для одиночного каскада с общим эмиттером (или общим истоком), имеющего линейную АЧХ и не охваченного ни местной, ни общей ООС по переменному току, и для многокас­кадного усилителя рис. 2, а, если его входной каскад имеет коэффициент передачи по напряжению больше 5... 10 (что на прак­тике выполняется практически всегда с большим запасом).




Рис. 2. Эквивалентные схемы усилителей для расчета напряжения шумов


Учесть АЧХ коррекции при расчете уровня шумов в общем случае весьма затруднительно. Однако в звуковоспроизводящей аппаратуре интерес представляет так называемый «взвешенный» по характеристике «МЭК-А» уровень шумов, поэтому учет АЧХ усилителя относительно несложен. Действительно АЧХ взвешива­ющего фильтра МЭК-А и стандартная АЧХ УВ с постоянными времени коррекции т1 = 50 мкс, т2 = 3180 мкс и типовой резонансной высокочастотной коррекцией 6... 10 дБ, если их совместить на частоте 1 кГц, практически взаимообратны. Завал суммарной АЧХ МЭК-А и УВ на частотах ниже 60 Гц и выше 20 кГц может быть легко учтен заданием в формулах (1) — (3) и программах 1 и 2 значе­ний частот fн = 60 Гц и fв = 20 кГц. Для УВ с постоянными вре­мени коррекции т1 = 70 мкс рассчитанные значения Uш, еш необхо­димо увеличить на 2 дБ (1,25 раз), т1 =90 мкс — на 3 дБ (1,4 ра­за), ti = 120 мкс — на 5 дБ (1,8 раза). Учет стандартной АЧХ УК сводится к заданию при расчетах fн = 60 Гц и fB=10 кГц. поскольку суммарная АЧХ МЭК-А и УК. имеет завал на этих частотах, который позволяет не учитывать спектральные компо­ненты вне этого диапазона. Естественно, результаты расчетов во всех этих случаях соответствуют взвешенному напряжению шумов Собственные шумы усилителя, входной каскад которого охвачен местной последовательной ООС по току (рис. 2, б), складываются из шумов транзистора VT1 и тепловых шумов резистора R3 Со­гласно формуле Найквиста этот резистор генерирует ЭДС шума



которую необходимо сложить по средиеквадрати-ческому закону с напряжением собственных шумов транзистора, определяемым формулой (1):



Собственные шумы усилителя с общей последовательной ООС (рис. 2, в) складываются из шумов транзистора VT1, тепловых шумов резистора R3 и тепловых шумов резистивной части полного сопротивления цепи ООС ZOc (в шумовой эквивалентной схеме ZOc и R3 соединяются параллельно). Поскольку отношение Zoc/Rэ оп­ределяет коэффициент передачи усилителя КU > 1, то Zoc > R'э и эквивалентное сопротивление параллельного соединения этих эле­ментов практически равно R3. А это значит, что цепь общей ООС дополнительных шумов практически не вносит и шумы усилителя

определяются соотношением



Заметим, что в усилителях с общей ООС сопротивление R3 может быть выбрано малым по сравнению с резистором R3 в усилителе с мест­ной ООС и даже сопротивлением базы rб транзистора VT1, поэто­му шумовые параметры правильно спроектированного усилителя с общей ООС не уступают соответствующим параметрам усили­теля без ООС и могут быть лучше, чем у усилителя с местной ООС.

Для расчета шумовых параметров усилителей рис. 2, б и рис. 2, в по программе 1 достаточно в регистр РД вместо значения Гб занести суммарное значение r6 + R3 или rб + R'э.

Если интерес представляет уровень шумов не только собствен­но усилителя, а всего электрического тракта, к напряжению шумов, рассчитанному по формулам (1) — (3) и программам 1, 2, не­обходимо добавить (по среднеквадратическому закону) ЭДС тепловых шумов внутреннего сопротивления головки звукоснимателя или головки воспроизведения ешл = (4kTRTfB)-2. Особо отметим, что сопротивление RT включает в себя потери как в обмотке, так и в сердечнике (магнитопроводе) головок и может намного (в не­сколько раз) превышать активное сопротивление. В этом случае сопротивление Rv нетрудно определить экспериментально по мето­дике, описанной в [3]. При расчетах по программе 1 для учета тепловых шумов Rr достаточно вместо значения гб подставить

Гб + Rr-

При использовании во входном каскаде усилителя N параллель­но включенных однотипных транзисторов следует помнить, что такое схемотехническое решение уменьшает эквивалентную ЭДС шумов еш в N-2 раз, а эквивалентный шумовой ток iш во столько же раз увеличивает. Можно показать, что при этом оптимальный ток коллектора каждого из N биполярных транзисторов уменьша­ется при прочих равных условиях в N раз по сравнению с опти­мальным током каскада на одном транзисторе. Это означает, что параллельное включение N биполярных транзисторов эквивалентно уменьшению в N-2 раз эквивалентного сопротивления базы re. Такое решение оправдано лишь при работе с низкоомными источ­никами сигнала, внутреннее сопротивление которых соизмеримо или меньше сопротивления базы одного транзистора. Для расчета общего уровня шумов в этом случае в формулу (1) и програм­му 1 вместо rб следует подставлять значение r6/N-2, а результат расчета Iк.оПТ считать суммарным током коллекторов всех N бипо­лярных транзисторов.

Параллельное включение N однотипных полевых транзисто­ров эквивалентно уменьшению в VN раз эквивалентной шумовой ЭДС, рассчитываемой по формуле (3) и программе 2 (такое пре­образование легко осуществить простым умножением крутизны S на число параллельно включаемых транзисторов N). Наращива­ние числа N в этом случае ограничивается лишь габаритными и энергетическими возможностями.

Частота среза фликкер-шумов, используемая при расчетах в качестве единственного шумового параметра транзисторов, опре­деляется по соответствующим частотным зависимостям спектраль­ных плотностей, приводимых в ТУ малошумящих транзисторов. Для ориентировочных расчетов можно принять fф = 1...4 кГц (КТ3107, г6 = 200...400 Ом), fф=3...10 кГц (КТ3102, KT342, KT373, гб = 600...1500 Ом), fф = 5...2О, кГц (КТ209, КТ501, rб = 50...200 Ом). У транзисторов общего назначения (КТ315, КТ361, КТ312 и т. п.) fф = 15...50 кГц. У полевых транзисторов серий КП307, КПЗОЗ fф = 6...1О кГц, КП103 fф = 50...100 кГц.

Для сопоставимости расчетов шумовых параметров целесооб­разно в качестве параметров источника сигнала УК. (магнитных головок звукоснимателя) принять типовые значения Lr = 0,5 Гн и Rr=l кОм, рекомендуемые стандартом IHF [4]. Предписываемый по ГОСТ 23849 — 79 и ГОСТ 24838 — 81 чисто резистивный эквива­лент Rr = 2,2 кОм не соответствует реальным условиям работы УК, в результате чего оптимизация и измерение шумовых характе­ристик УК с таким эквивалентом дает значительное (по данным [4] до 6... 12 дБ) расхождение с реальными. В частности, измере­ние шумовых свойств УК на биполярных и полевых транзисторах с эквивалентом Rr = 2,2 кОм дает практически одинаковые резуль­таты, в то время как использование эквивалента по стандарту IHF выявляет значительное преимущество УК на полевых тран­зисторах. В свете сказанного очевидной становится также недопу­стимость практикуемого иногда сравнения свойств различных УК при коротком замыкании на входе.

Кроме оптимизации шумовых свойств, важным моментом проектирования УВ и УК является схемотехническое обеспечение за­данных уровня нелинейных искажений и входного сопротивления Коэффициент гармоник каскадов с общим эмиттером (рис. 2, а) и общим истоком, не охваченных ООС, определяется следующими выражениями [5]:



где иъх.т и ивх — амплитуда и среднеквадратическое значение входного напряжения. Эти данные получены в предположении линейной АЧХ следующих каскадов усилителя. АЧХ УВ и особен­но УК имеют спад на высоких частотах, поэтому измеренный Кг будет меньше рассчитанного по формулам (4) и (5). Однако приведенными простыми соотношениями удобно пользоваться для оценки нелинейности амплитудно-частотной характеристики уси­лителя (собственно и являющейся первопричиной нелинейных искажений), так как несмотря на подавление высших гармоник падающая АЧХ подчеркивает разностные продукты интермодуляци­онных искажений, занимающие низкочастотную часть спектра и за­метные даже в большей степени, чем гармонические. Подстановка в формулы (4) и (5) типовых для частоты 1 кГц значений Uвх=1 мВ (для УВ) или UBX = 5 м В (для УК) дает КГоэув=1,4 %, КГОэук = = 7,1 %, Кгоиув=0,018%, КгоиУК = 0,09 % (при расчете приняты Уотс-ЗВ, Uзи=1В).

При введении в каскад с ОЭ местной ООС по току (рис. 2, б) коэффициент гармоник становится равным



где IЭ — постоянный ток эмиттера. Из этого выражения можно

определить сопротивление резистора R3, обеспечивающее приемле­мый Кг при заданном Uвх:

(7)

Для типовых Iэ = 50 10-6 А, Uвх=1 мВ (УВ) или 5 мВ (УК) коэффициент гармоник, не превышающий 0,2 %, обеспечивают соответственно Rэув>3 кОм и Rэук>17 кОм. Поскольку такие сопротивления обладают сравнительно большой собственной ЭДС тепловых шумов (в полосе 20 кГц соответственно 1 мкВ и 2,4 мкВ), местная ООС не может считаться удачным схемным решением входного каскада малошумящего усилителя.

Каскад с ОЭ, охваченный петлей общей последовательной ООС по напряжению (рис. 2, в), позволяет получить коэффициент гармоник



где Кпетл — петлевое усиление по цепи ООС (или, что то же, глу­бина общей ООС). Сравнение этого выражения с (4) и (6) пока­зывает, что схема с общей ООС выгодно отличается от рассмот­ренных ранее. Действительно сопротивление R3 в схеме рис. 2, в может быть выбрано весьма малым не только по сравне­нию с определяемым по формуле (7), но и по сравнению с сопротивлением базы транзистора гб, что позволяет получить шумовые характеристики не хуже, чем у транзисторного каскада без ООС (рис. 2, а), а использование КпетЛ>10 на частоте 1 кГц для У В и Кпетл > 50 для УК обеспечивает приемлемый уровень коэффициента гармоник.

Как следует из (5), введение ООС в каскад с общим исто­ком с точки зрения повышения линейности практически не оправ­дано ввиду и без того малого значения Кг.

Входное сопротивление УВ и УК должно быть таким, чтобы отсутствовали заметные частотные искажения цепи головка-уси­литель воспроизведения на верхней границе рабочего диапазона (для этого необходимо выполнение неравенства RВхУв>(2...3) 2nfBLr). Входное сопротивление УК стандартизовано — Rвхук = = 47 кОм ±10 %.

Входное сопротивление каскада ОЭ без учета шунтирующего действия цепей базового смещения для схем рис. 2, а, б, в равно соответственно





Чтобы обеспечить хорошую повторяемость параметров УВ и УК, их входное сопротивление RBxy не. должно заметно зави­сеть от параметров транзистора, поэтому желательно, чтобы оно определялось в основном эквивалентным сопротивлением цепей базового смещения Rсм (заметим, что возможность увеличения сопротивления Rсм оррэничена требованиями термостабильности режима по постоянному току), что, в свою очередь, требует выпол­нения условия Rвх.тр> (5...10) Rcm или Rbx тр> (5... 10) Rbx у. Подста­новкой в (9, а — в) типовых значений rб, Iк, Ii2n, R3 и Кпетл легко убедиться, что выполнение этих условий в усилителях без ООС (схема рис 2, а) практически невозможно, а с использованием ООС (рис. 2, б и в) трудностей не представляет, причем более выгодным является использование общей ООС. Для усилителей с входным каскадом на полевых транзисторах выполнение условий по входному сопротивлению не вызывает затруднений независимо от использования .ООС

Обобщая сказанное, можно сделать следующие выводы:

1. При проектировании малошумящих УЗЧ использование в качестве основного параметра коэффициента шума недопустимо, так как приводит к неверным результатам как при оптимизации режима, так и при выборе активного усилительного элемента первого каскада (биполярный или полевой транзистор).

2. Схема с ОЭ без ООС не пригодна для входного каскада УВ и тем более УК по причине недопустимо больших нелинейных искажений, а также малого и нестабильного Rbx тр.

3. Использование общей последовательной ООС по напряже­нию дает преимущество по уровню нелинейных искажений и шумов по сравнению с местной ООС.



Рис. 3. Принципиальная схема усилителя воспроизведения


4. Оптимальный с точки зрения минимизации относительного уровня собственных шумов ток коллектора в схеме с ОЭ опреде­ляется в основном индуктивностью внутреннего сопротивления источника и для Lr>0,5 Гн достигает значений, при которых усилительные и частотные свойства биполярных транзисторов ста­новятся неудовлетворительными. В этих условиях реализация оптимального режима практически невозможна и приходится уве­личивать рабочий ток коллектора по сравнению с оптимальным, жертвуя шумовыми характеристиками устройства.

5. Параллельное включение биполярных транзисторов целе­сообразно лишь при работе с низкоомными источниками сигнала, внутреннее сопротивление которых соизмеримо с сопротивлением базы транзистора.

6. Полевые транзисторы в схеме с ОИ обеспечивают малый уровень нелинейных искажений даже без ООС и являются хоро­шей альтернативой биполярным транзисторам. По шумовым пара­метрам УЗЧ с входным каскадом на современных полевых тран­зисторах с р-n переходом имеют преимущество по сравнению с УЗЧ на биполярных транзисторах для источников сигнала с ин­дуктивностью Lr> 150...200 мГн.

В заключение рассмотрим несколько удачных практических схем УЗЧ, построение и параметры которых хорошо согласуются с рассчитанными по приведенным выше методикам. На рис. 3 показана несколько переработанная схема микрофонного усили­теля, описанного в [6]. В этом УЗЧ режим работы транзистора VT1 (напряжение коллектор-эмиттер и постоянный ток коллекто­ра) жестко стабилизирован 100-процентный ООС с выхода ОУ DA1 (обеспечивающего основное усиление) в цепь эмиттера тран­зистора и не зависит от параметров транзистора. Действительно, напряжение на эмиттере транзистора (около 0,55 В) благодаря соединению базы с общим проводом через резистор R1 определя­ется лишь входной характеристикой и слабо изменяется при заме­не транзистора или с изменением температуры. С другой стороны, напряжение на коллекторе (около 2 В) благодаря действию глу­бокой ООС равно напряжению на неинвертирующем входе ОУ DA1, задаваемого делителем R5R6. Ток коллектора оказывается тоже стабилизирован, поскольку он равен разности двух стаби­лизированных напряжений (на стабилитроне VD1 и коллекторе VT1), деленной на постоянное сопротивление резистора R3. Такое схемное решение гарантирует хорошую стабильность и повторяе­мость параметров устройства и позволяет задавать требуемый коллекторный ток простым выбором сопротивления резистора R3: R3 = 2,7/IК. Питание цепи эмиттера осуществляется постоянным током с выхода ОУ через резисторы R7, R8 и R9, эквивалентное сопротивление которых Rэкв = [R9 (R7 + R8)]/(R9 + R7+R8) должно быть примерно равно сопротивлению резистора R3 с тем, чтобы обеспечить на выходе ОУ постоянное напряжение около 2...4 В, необходимое для нормальной поляризации электролитического конденсатора С5. АЧХ и коэффициент усиления усилителя заданы цепью общей ООС R7R8C4R4 и соответствуют стандартной АЧХ УВ кассетного магнитофона с Ки1 кГц = 500, xi = 70 мкс, Т2 = 318О мкс



^ Рис. 4. Изменения в цепи отри­цательной обратной связи для использования усилителя вос­произведения в качестве уси­лителя-корректора



Входное сопротивление усилителя равно сопротивлению рези­стора R1. Так как ток базы транзистора очень мал (не более 0,2 мкА) и не превышает токов утечки разделительного электро­литического конденсатора, оказалось возможным использовать гальваническую связь с источником сигнала. Расчетное значение Iк.опт = 30 мкА для типовых Lr = 0,l Гн и Rr = 500 Ом реализовано выбором R3=l00 кОм. В этих условиях реально измеренные ЭДС шума еш = 0,5 мкВ и общее напряжение электрических шумов, приведенное ко входу Uш = 0,69 мкВ, хорошо согласуются с рас­четными. Относительный уровень шумов для типовой головки воспроизведения с ес=1 мВ на частоте 1 кГц составляет



Для использования схемы в качестве УК в цепь ООС вносят изменения, изображенные на рис. 4,



(75 мкс); т2 = R8C4 (318 мкс); т3 = R7C4 (3180 мкс). Для коррек­ции по стандарту RIAA — 78 (т4 — 7950 мкс) необходимо емкость СЗ уменьшить до 50 мкФ (т4 = R4C3). Кроме того, параллельно резистору R3 необходимо включить конденсатор емкостью около 4300 пФ, совместно с резистором R9 обеспечивающий устойчивость усилителя с замкнутой петлей ООС. В связи с малым расчетным значением оптимального тока коллектора Iк.Опт — 5 мкА (для типо­вых Lr = 0,5 Гн, Rr = 2 кОм) в качестве рабочего был принят Iк = 15 мкА (R3 = 200 кОм). Измеренные для этих условий еш —

= 0,48 мкВ и иш = 1,21 мкВ также близки к расчетным (уровень шумов электрического тракта относительно стандартного ес — 5 мВ равен



Как для УВ, так и для УК максимальное выходное напряжение равно 65 В, что обеспечивает более чем десятикратную перегрузочную способность усилителя. Схема УВ катушечного студийного магнитофона модели А8 фирмы Fostex (рис. 5) отличается простотой и весьма высокими параметрами. Входной каскад выполнен по схеме с ОИ на полевом транзисторе VT1, цепь затвора которого гальванически соединена с ГВ и содержит кроме цепи высокочастотной коррекции R2C1 фильтр L1C2, защищающий вход УВ от проникания паразитного напряжения с частотой подмагничивания. Усиленное примерно на 15 дБ напряжение с выхода каскада поступает на ОУ DA1, осу­ществляющий дальнейшее усиление до требуемого уровня (око­ло 1 В). Частотная коррекция формируется цепью частотно-зави­симой ООС R10C8R11C9R12. Переменный резистор R12 служит для подстройки АЧХ канала воспроизведения в области высших звуковых частот в зависимости от частотных потерь ГВ. На выходе усилителя включена фильтрующая цепь L2C11, аналогичная по назначению L1C2.



Рис. 5. Принципиальная схема усилителя воспроизведения катушечного магнито­фона фирмы Fostex


Еще одним примером использования полевых транзисторов может служить УВ кассетного магнитофона высокой стоимостной категории GX — F91 фирмы AKAI. Как видно из схемы (рис. 6), входной каскад выполнен на полевых транзисторах VT3, VT4 по схеме дифференциального усилителя с питанием цепи истоков актив­ным генератором тока (токовым зеркалом на транзисторах VT1, VT2). Второй каскад — также дифференциальный — обеспечивает симметричное снятие сигнала с выходов первого каскада и тем самым компенсирует шумы цепей истоков транзисторов VT3, VT4 (как показано в [2], несимметричное снятие сигнала с одного из выходов дифференциального каскада увеличивает уровень соб­ственных шумов на 3...5 дБ). Нагрузка второго каскада — обыч­ный двухтактный эмиттерный повторитель (VT8, VT9), работа­ющий в режиме, близком к А.

Особенностью этого УВ является разделение цепей ООС по переменному и постоянному току. Первая из них — R17R18R19R20 С6С7 подключена непосредственно к выходному каскаду на тран­зисторах VT8, VT9 и формирует АЧХ коррекции УВ. Цепь ООС по постоянному току, поддерживающая режим работы всего уси­лителя, образована ФНЧ с частотой среза 0,1 Гц (R24C9), истоко-вым повторителем на транзисторе VT10 и резистором ООС R21. Такое построение позволяет избежать применения в цепи ООС электро­литических конденсаторов, вносящих дополнительные шумы и не­линейные искажения.



^ Рис. 6. Принципиальная схема усилителя воспроизведения кассетного магнитофо­на фирмы AKAI


Через конденсатор С8 и пассивную корректирующую цепь С10 — C13R27 — R31 сигнал с выхода усилителя подается на регу­лятор выходного уровня — резистор R34. Транзисторный ключ VT11 подключает цепь R31C13 к общему проводу УВ для коррек­ции с постоянной времени xi — 70 мкс. Назначение регулирующих резисторов следующее: R25 — установка нуля в общей точке рези сторов R22 и R23; R7 — баланс первого каскада по крутизне уси­ления транзисторов VT3, VT4 (компенсация шумов истоковых цепей); R17 — регулировка высокочастотной коррекции. Конденса­торы С2, СЗ и цепь R11C4 обеспечивают устойчивость усилителя с замкнутой ООС.

Несмотря на то, что ЭДС собственных шумов дифференциаль­ного каскада по крайней мере на 3 дБ превышает ЭДС шумов каскада с ОИ на одиночном транзисторе, рассмотренный УВ обеспечивает с воспроизводящей магнитной головкой индуктив­ностью 200...250 мГн уровень шумов меньший, чем УВ на бипо­лярном транзисторе. Аналогичная схемотехника используется и при создании современных УК для комплексов высококачественной ап­паратуры звуковоспроизведения [2]. В этом случае выигрыш по относительному уровню шумов, по сравнению с УК на биполяр­ных транзисторах, достигает 6...12 дБ.



Литература



1. Дослал И. Операционные усилители. — М.: Мир. 1982.

2. Сухов Н. Е., Бать С. Д., Колосов В. В., Чупаков А. Г. Техника высококачест­венного звуковоспроизведения. — Киев: Техника, 1985

3 Сухов Н. Как улучшить параметры магнитофона. — Радио, 1982, № 4, с, 42 — 45.

^ 4. Bascom H. King. Equipment profile: Spectral DMC-10 preamplifier. — «Audio» 1983, Vol 67, 9, p. 56 — 60.

5 Титце У., Шенк К. Полупроводниковая схемотехника. — М.: Мир, 1983.

6 Becherer E., Heysinger M. Un preamplificateur simple et economique pour microphone. «Le Haut-Parleur», 1982, 1680, p. 132.


ББК 32.84 Р15


Рецензент Ю. И. Крылов

Радиоежегодник-86/Сост. А. В. Гороховский. — Р15 М.: ДОСААФ, 1986. — 144 с.

75 к


В Ежегоднике подводятся основные итоги радиоспортивного 1984 — 1985 года Рассказывается о гетеродинном приемнике на диапа­зон 20 м дается обзор приемопередающих KB антенн, приводятся основы проектирования малошумящих усилителей 34 описываются по пулярные конструкции кассетного магнитофона, электропроигрывателя цифпового частотомера, квазисенсорных переключателей, рассчитанные на самостоятельное изготовление Приводятся справочные данные по интегральным микросхемам для аппаратуры магнитной записи


2402020000 — 083 ББК 32.84

Р----------------25-86

072(02) — 86


©Издательство ДОСААФ СССР, 1986


Составитель Анатолий Владимирович Гороховский


РАДИОЕЖЕГОДНИК-86


Заведующий редакцией А. В. Куценко

Редактор Л. И. Карнозов

Художник Л. С. Вендров

Художественный редактор Т. А. Хитрова

Технический редактор 3. И. Сарвина

Корректоры Е. А. Платонова, Н. В. Елкина

ИБ № 1941


Сдано в набор 23.12 85. Подписано в печать 23 06 86. Г-93906. Формат 60x90/16 Бумага тип. № 2 Гарнитура литературная. Печать офсетная. Усл. п. л 9,0 Усл. кр.-отт. 9,25. Уч.-изд. л. 9,71. Тираж 200 000 экз Зак. 6-12 Изд. № 2/п.384

Цена 75 к

Ордена «Знак Почета» издательство ДОСААФ СССР. 129110, Москва, Олимпийский просп., 22

Харьковская книжная фабрика «Коммунист» 310012, Харьков, ул Энгельса, 11.


OCR Pirat

prakticheskij-trening-scenicheskaya-harakternost-i-zerno-obraza-programma-rezhisserskoj-shkoli-13-ob-osnovah-professii.html
prakticheskoe-ispolzovanie-mezhdunarodnih-standartov-audita.html
prakticheskoe-ispolzovanie-vozmozhnostej-ms-word-i-excel.html
prakticheskoe-posobie-dlya-pastirej-2002-stranica-26.html
prakticheskoe-posobie-dlya-psihologov-i-roditelej-m-genezis-2008.html
prakticheskoe-posobie-m-izdatelstvo-prior-1998-soloveva-o-v-zarubezhnie-standarti-ucheta-i-otchetnosti-ucheb-posobie-m.html
  • obrazovanie.bystrickaya.ru/prilozhenie-1-postanovlenie-gosgortehnadzora-rf-ot-18-marta-2003-g-n-9.html
  • znanie.bystrickaya.ru/bazovaya-gruppa-2351-obsherossijskij-klassifikator-zanyatij-ok-010-93-okz.html
  • prepodavatel.bystrickaya.ru/tema-cenovaya-politika-ooo-vyatka-avto-as-metodicheskie-rekomendacii-dlya-vipusknikov-ekonomicheskogo-fakulteta.html
  • pisat.bystrickaya.ru/u-vsyakoj-moneti-est-dve-storoni-ne-govorya-uzh-o-rebre-takie-blizkie-i-ne-sposobnie-kogda-nibud-vstretitsya-ne-mogushie-sushestvovat-drug-bez-druga-oryol.html
  • spur.bystrickaya.ru/metodi-izmereniya-peremennih-tokov-i-napryazhenij-srednej-i-nizkoj-chastoti-chast-2.html
  • shpargalka.bystrickaya.ru/urok-russkogo-yazika-vo-2-m-klasse-na-temu-frazeologizmi-ili-ustojchivie-sochetaniya-rechi.html
  • college.bystrickaya.ru/2-tipi-ekosistem-i-ekologicheskaya-problema.html
  • laboratornaya.bystrickaya.ru/razdel-3-gosudarstvennij-doklad.html
  • znaniya.bystrickaya.ru/razdel-dohodnie-vlozheniya-v-materialnie-cennosti-koncepciya-buhgalterskoj-otchyotnosti-v-rossii-i-mezhdunarodnoj.html
  • lesson.bystrickaya.ru/oblasti-1-fevral-2011-stranica-9.html
  • turn.bystrickaya.ru/perspektivno-tematicheskij-plan-raboti-psihologicheskoj-sluzhbi-dou-obrazovatelnaya-programma-mdou-detskij-sad-kombinirovannogo.html
  • znaniya.bystrickaya.ru/programma-vstupitelnogo-mezhdisciplinarnogo-ekzamena-po-matematike-i-metodike-eyo-prepodavaniya-naimenovanie-disciplini-po-napravleniyu-podgotovki-specialnosti.html
  • thescience.bystrickaya.ru/istoriya-kitajskoj-civilizacii-odnoj-iz-drevnejshej-v-mire-naschitivaet-uzhe-neskolko-tisyacheletij-kak-schitayut-sami-kitajci-istoriya-strani-nachinaetsya-s-soversh.html
  • laboratornaya.bystrickaya.ru/razrabotka-mer-po-razvitiyu-konkurencii-na-rinkah-farmacevticheskoj-i-medicinskoj-produkcii.html
  • doklad.bystrickaya.ru/vo-pervih-krome-privichnih-nam-prodolgovatih-i-slegka-vignutih-bananov-sushestvuet-eshe-40-s-lishnim-vidov-etih-plodov-nekotorie-iz-nih-pohozhi-na-obichnie-banani.html
  • bukva.bystrickaya.ru/poisk-v-shirinu-na-grafah.html
  • portfolio.bystrickaya.ru/otceubijstvo-v-parfii-2008-riza-shabani-kratkaya-istoriya-irana-sankt-peterburg.html
  • knigi.bystrickaya.ru/soderzhanie-kursa-uchebno-metodicheskij-kompleks-disciplina-istoriografiya-cikl-opd-f.html
  • exchangerate.bystrickaya.ru/gazoturbinnie-elektrostancii-na-nefte-gazovih-promislah.html
  • kolledzh.bystrickaya.ru/balalar-debiet-pnne-arnalan-ou-dstemelk-materialdar-2013-zhili-3-basilim-5-v-050117-aza-tl-men-debiet.html
  • nauka.bystrickaya.ru/vidove-aromatni-rasteniya-narchnik-po-aromatoterapiya-rumyana-denkova-veselin-denkov.html
  • uchit.bystrickaya.ru/teoreticheskoe-vvedenie-praktikum-l-i-gubareva-o-m-mizireva-t-m-churilova-ekologiya-cheloveka-praktikum-dlya.html
  • thesis.bystrickaya.ru/prilozhenie-25-monografiya-sankt-peterburg.html
  • prepodavatel.bystrickaya.ru/tema-3-ponyatie-sushnost-socialnoe-naznachenie-prava-problemi-sovremennogo-pravoponimaniya.html
  • universitet.bystrickaya.ru/tema-moya-semya-anglijskij-nemeckij-plani-prakticheskih-zanyatij-specialnosti-030501-65-yurisprudenciya-specializaciya.html
  • laboratory.bystrickaya.ru/znachenie-vitaminov-v-kormlenii-zhivotnih.html
  • tests.bystrickaya.ru/luchshaya-tradicionnaya-detskaya-rabota.html
  • write.bystrickaya.ru/glava-5-algodismenoreya-95-zadacha-nastoyashej-publikacii-sostoit-v-obobshenii-i-predstavlenii-novejshih-dannih.html
  • predmet.bystrickaya.ru/soznanie-kak-ingredient-psihiki-propedevticheskij-kurs-obshej-psihologii-uchebnoe-posobie-spb-izd-vo-s-peterb.html
  • obrazovanie.bystrickaya.ru/professionalnoe-uchilishe-4-g-kizila.html
  • vospitanie.bystrickaya.ru/yuvenalnaya-yusticiya-uchebnoe-posobie.html
  • uchitel.bystrickaya.ru/rabochaya-programma-disciplini-molekulyarnie-mehanizmi-vyazkosti-zhidkostej-i-gazov.html
  • turn.bystrickaya.ru/p-e-moshevikin-zaveduyushij-sektorom-karniilpka-stranica-11.html
  • exchangerate.bystrickaya.ru/gosudarstvennij-stroj-epohi-petra-i-soslovnaya-reforma.html
  • education.bystrickaya.ru/2009-godsvedeniya-familiya-imya-otchestvo.html
  • © bystrickaya.ru
    Мобильный рефератник - для мобильных людей.